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大功率DC/DC转换器的EMC和效率优化
发布时间：2022-07-28 00:00:00 浏览：2225次
描述
1.概述
选择合适的电容器技术、存储电感、开关频率和半导体——相较其它因素——对于提高具有相对较高输入和输出电流的DC/DC开关电源的效率至关重要。一个高效的开关电源以及使用它的终端产品需要符合所有必要的EMC标准方可上市。这通常意味着输入和输出端必须另外加装合适的滤波器，以降低干扰发生。然而，如果输入和输出电流较高，则很难在滤波器的效率、尺寸、阻尼、成本以及实际性能水平之间作出权衡。本文档将通过一个100W升降压DC/DC设计示例，简要介绍作出这种权衡所需的注意事项、布局和器件。
图 1：100 W 降压-升压转换器的演示电路板。
2.项目范围
设计一款满足以下要求的升降压转换器：
? 18 Vout / Vin 14-24 Vdc 时 Pout 最高为 100 W
Iin max. = 7 A Iout max. = 5.55 A
? 输出100W 时效率超过95%
? 符合CISPR32 Class B干扰限值（传导和辐射）
? 低输出纹波（低于 20mVpp）
? 无法屏蔽
? 长输入和输出线缆（各1m）
? 尽可能紧凑
? 性价比尽可能高
为了满足这些严格的要求，必须设计出一种电感非常低、紧凑布局，以及能够匹配转换器的滤波器。如果考虑EMC，输入和输出线缆是频率范围高达1GHz的主要天线。由于现代四开关升降压转换器在输入和输出端都具有高频电流环路，因此必须根据工作模式对输入和输出进行滤波。这可以防止由于MOSFET快速开关导致的高频干扰进入线缆并产生辐射。
图2：高频 ΔI/Δt 环路和临界ΔU/Δt开关节点电路图，具体取决于转换器工作模式。
本应用使用了来自Linear Technology (Analog Devices) 的开关稳压器LT3790。其输入电压范围高达60VDC，开关频率可调，可控制四个外部MOSFET，使设计具有高度灵活性。
3.设计和测量
升降压电路设计的主要特点：
? 双面6层印刷电路板
? 400kHz开关频率
? 扼流圈中的电流纹波约为额定电流的30%
? 紧凑型60V MOSFET，具有较低的Rdson、Rth和封装ESL
? 1Ω栅极串联电阻
图3：转换器功率级简图。
3.1.电感选择
利用REDEXPERT在线平台，可以快速、轻松、精确地选择合适的电感。在此案例中，必须先为降压操作输入一次操作参数（Vin、fsw、Iout、Vout、ΔI），再为升压操作输入一次。
在降压操作中，需求一个更大的电感以及一个更小的最大峰值电流 (7.52 ?H/5.83 A)。
在升压操作中，电感减小了，但最大峰值电流会增大 (4.09 ?H/7.04 A)。
使用REDEXPERT选择电感的另一个好处是：可以根据不同器件复杂的交流和直流损耗、产生的器件发热以及它们的明显参数（尺寸、额定电流等），对它们进行比较。
在此案例中，选择了WE-XHMI系列屏蔽电感，电感值为6.8μH，额定电流为15A。由于采用现代制造技术，该器件的RDC极低，尺寸极小，仅15x15x10mm（长/宽/高）。其创新的磁芯配比材料还使其具有不受温度影响的软饱和特性。
图 5：WE-XHMI 74439370068 的 REDEXPERT 仿真（降压操作）。
3.2.输入电容器选择
由于流过滤波电容器的脉冲电流较高，并且要确保较低的输出纹波，因此铝聚合物和陶瓷电容器的组合成为最佳选择。一旦最大输入和输出电压纹波设置完成后，可使用以下公式计算所需电容。
选择的电容：6 x 4.7?F / 50V / X7R = 28.2 ?F (WCAP-CSGP 885012209048)
使用REDEXPERT，可以轻松、快速地确定MLCC的直流偏置，得出的值更接近实际，参见图6。结果：必须考虑到输入电压为24V 时电容会减少20％；因此有效容值只有23μF，但已足够。此外，将一个 68μF/35V WCAP-PSLC铝聚合物电容器与陶瓷电容器并联使用，串联一个0.22Ω SMD电阻。这有助于转换器的负输入阻抗与输入滤波器保持稳定（更多信息请参见ANP044）。由于该电容器也会有一定量的高脉冲电流流过，因此铝电解电容器在此案例中不太适用。较高的ESR会导致该类电容器温度过高。
图6：所选MLCC的REDEXPERT阻抗、ESR和直流偏置图。
3.3.输出电容器选择
选择的电容：6 x 4.7 ?F / 50 V / X7R = 28.2 ?F – 15% 直流偏置 = 24 ?F (WCAP-CSGP 885012209048)
另加：1个铝聚合物电容器以快速响应瞬态信号：
WCAP-PSLC 220?F/25V
图21：含上述输入滤波器时的传导干扰。在整个测量范围内，平均和准峰值干扰均未超出规定限值。
图7：100W升降压转换器电路图（包括所有滤波器器件）。
3.4.PCB 顶层布局分析
图8：降压-升压转换器的 EMC 优化顶层布局（省略输入和输出滤波器组）。
1.陶瓷滤波电容器布置紧密，使得高 △l/△t 的输入和输出环路结构非常紧凑。
2.电路中的敏感的、高阻抗的模拟部分的 AGND 覆铜表面分离且顺滑（仅 PIN30 连接到 PGND）。
3.非�？拷氐缭碔C的紧凑型自举电路。
4.并联电容的电流测量连接按差分线路布线，采用干净的开尔文连接。
5.通过宽带 π型 滤波器对开关稳压器 IC 的内部电源做去耦滤波
6.为了达到电路板底部和内部PGND层的低电感和低阻抗需使用尽量多的过孔。
7.大面积覆铜可以作为良好的散热片并提供低 RDC，但不得超过必要的面积，特别是在两个“热”△U/△t 开关节点上，以免形成不必要的天线。
3.5.PCB 底层布局分析
图 9：降压-升压转换器的EMC优化底层布局，包括四个功率MOSFET、剩余的滤波电容器、并联电容和续流二极管。
8.在靠近FET的位置布置陶瓷滤波电容器，使得高△l/△t的输入和输出环路结构非常紧凑。
9.几何形状布局和覆铜表面的使用意味着FET之间以及FET与并联电容之间的连接的阻抗和电感极低。
10.具反向几何形状的电容分流器，可进一步降低寄生电感；因此，HF电流环路也可减至最小。
11.由于没有其它大型器件阻碍热传导，因此PCB底面上的半导体可以得到更好的冷却。
12.超快恢复肖特基二极管紧邻相应的 开关FET布置。
13.大面积覆铜可以作为良好的散热片并提供低RDC，但不得超过必要的面积，特别是在两个“热”△U/△t开关节点上，以免形成不必要的天线。
3.6.中间层布局分析
图 10：中间层3的布局。
图 10：中间层3的布局。
图 11：中间层2、4、5的布局。
? 所有四个中间层基本都为PGND覆铜表面，因此具备相应的优点：
? 热损失分布均匀。
? 电流馈电和返回路径始终形成尽可能小的环路面积，从而最大限度减少关键EMC环路天线。
? 一定量的关键EMC高频噪声HF 在PGND表面转换为热量（涡流效应）并因此被吸收。这种效应会随着PGND和HF相关部件之间的距离减小而增加。
? 部分屏蔽。
? MOSFET栅极的引线在两个PGND层内布线，因此可完全屏蔽。
? 具有GND电位的过孔围绕PGND边缘以规则的间隔布置。这些可以抵消潜在的边缘辐射。
3.7.输入和输出滤波器器件
选择滤波器器件时，必须能够达到150kHz – 300MHz 的宽带干扰抑制。这应足以抑制预期的传导和辐射EMC干扰。但如果输入或输出处使用的线缆被缩短或省略了，则滤波器也可被简化。
3.8.不含滤波器的EMC测量 (100W Pout)
为满足大多数应用的需要，转换器的干扰不得超出Class B （家用）限值，包括传导 (150kHz – 30MHz) 和辐射 (30MHz – 1GHz) 范围，参见图12 和13。
鉴于此处需要的电流，除了插入损耗非常重要之外，电感元件还必须具有尽可能低的RDC，从而将效率和自热保持在一个可接受的水平。遗憾的是，低RDC通常意味着需要增大设计尺寸。因此，使用最先进的元器件在这里也尤为重要，它们可以在RDC、阻抗和尺寸之间达到完美的平衡。WE-MPSB系列以及WE-XHMI系列的紧凑设计特别适合于此案例。廉价的铝电解电容器（如 WCAP-ASLI）适合作为电容值为10μF以上的滤波器的电容器件。与上面提到的刻薄电容器不同，此处不会出现高纹波电流（滤波器电感会有效阻止这些电流），因此它们不需要承受高纹波电流。因此，较高的ESR也不是问题，这甚至还有助于保持低的滤波器系数，从而防止其它不必要的振荡。
图12：不含输入滤波器时的传导干扰测量。果然，尽管布局良好，但干扰超出了B类限值。
图12：不含输入滤波器时的传导干扰测量。果然，尽管布局良好，但干扰超出了B类限值。
图13：不含输入和输出滤波器时的辐射干扰测量。在大约180MHz 下，干扰和限值之间的差异非常�。� 这可能会导致后续测量出现问题。其原因是肖特基恢复电流的快速反向恢复时间刺激了寄生 LC 谐振。
图15 显示了输入和输出滤波器的结构（共�：筒钅＃Ｍ�16 显示了该滤波器在EMC相关频率范围内对差模插入阻尼的仿真。
图14：三种不同频率范围的滤波器元件框图。
图15：输入和输出滤波器组差模插入阻尼的LTSpice仿真（仅漏感与CMC相关）。
图14：三种不同频率范围的滤波器元件框图。
图15：输入和输出滤波器组差模插入阻尼的LTSpice仿真（仅漏感与CMC相关）。
图16：仿真差模插入衰减与两个滤波器组的寄生特性。最高 500MHz 下，可实现超过80dB的插入损耗。
其它的滤波器损耗由电感器中的欧姆损耗导致：
? 输出滤波器损耗：I2 ? Rdc = 5.5 A2 ? 30 mΩ = 907 mW
? 输入滤波器损耗：|2 ? Rdc = 7 A2 ? 18.4 mΩ = 902 mW
共模电感的选择标准如下：
? 在较宽的频率范围内（此案例为150kHz至300MHz）尽可能达到最大共模阻抗。
? 分段绕组技术，以获尽可能大的漏感（差模干扰抑制）。
? 低RDC。
? 紧凑型设计和SMT。
3.9.具输入和输出滤波器的PCB上表面布局分析
1.布置两个滤波器组时，尽可能消除与电路主要部分的电感和电容耦合；否则可能会影响滤波效果。
2.内层中的PGND覆铜表面仅与滤波器的两个铝电解电容器连接。滤波器组下没有覆铜，即便中间层也是如此。这可以避免电流耦合，否则会降低滤波电容器的抑制效果。
3.设计T型滤波器时，尽可能消除三个器件内不必要的电容和电感耦合。
4.两个共模电感下方没有覆铜，以便最大限度减少电容耦合
图18：顶层视图，包括符合CISPR32 B类的所有滤波器元件
图 19：顶层测量
3.10. 100 W Pout (Ta = 22 °C)下滤波器的温度和效率测量
100 W Pout 下的效率测量结果：
? 降压模式 96.5 %
? 升压模式 95.6 %
元器件的最高温度低于64°C，这为更高的环境温度提供了足够的余量，同时器件上受到的压力也比较低。同样效率也非常高，特别是考虑到这会影响所有过滤器器件。
图20：底层测量
4.总结
尽管具有精细的布局以及合适的有源和无源器件，但此案例中苛刻的规格要求（如长电缆、缺少屏蔽等）意味着如果不额外加装滤波器，就无法符合Class B标准。但是，由于这一问题在意料之中，可以从一开始就设计合适的滤波器。因此，本文档设计了一款灵活、高效且符合B类标准的100W降压-升压转换器。为使电路板更加紧凑，可将两个滤波器组旋转90°或布置在PCB底面。借助如REDEXPERT和LTSpice等设计和仿真软件，可以快速、低成本地得出结果。
图22：含上述输入和输出滤波器时的辐射干扰。在整个测量范围内，干扰均未超出规定限值（水平和垂直）。
A. 附录
A.1. 物料清单
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